Leer je 6 ontwerpvaardigheden voor voedingen
01 Ferriet magnetische versterker in Flyback-voeding
Voor een flyback-voeding met dubbele uitgang met echt vermogen op beide uitgangen (5V 2A en 12V 3A, beide geregeld met ± 5 procent), wanneer de spanning 12V bereikt, gaat deze naar een toestand van nullast en kan niet worden aangepast binnen de limiet van 5 procent. Een lineaire regelaar is een haalbare oplossing, maar nog steeds niet ideaal vanwege de hoge kosten en het verlies aan efficiëntie.
Onze voorgestelde oplossing is het gebruik van een magnetische versterker op de 12V-uitgang, zelfs een flyback-topologie kan worden gebruikt. Om kosten te besparen, wordt het aanbevolen om een magnetische ferrietversterker te gebruiken. Het regelcircuit van de magnetische ferrietversterker is echter anders dan dat van het traditionele rechthoekige materiaal met hysteresislus (materiaal met hoge magnetische permeabiliteit). Het regelcircuit van de ferriet (D1 en Q1) neemt stroom af om het vermogen aan de uitgang te behouden. Deze schakeling is uitvoerig getest. De transformatorwikkelingen zijn ontworpen voor 5V en 13V output. Het circuit kan zelfs een ingangsvermogen van minder dan -1W bereiken (5V 300mW en 12V nullast) terwijl het een regeling van ±5 procent van de 12V-uitgang bereikt.
02 Gebruik een bestaand boogijzercircuit om overstroombeveiliging te bieden
Overweeg 5V 2A en 12V 3A flyback-voedingen. Een van de belangrijkste specificaties van deze voeding is overspanningsbeveiliging (OPP) op de 5V-uitgang wanneer de 12V-uitgang nul of een zeer lichte belasting bereikt. Beide uitgangen hebben een spanningsregeling van ± 5 procent.
Voor veelgebruikte oplossingen verslechtert het gebruik van detectieweerstanden de prestaties van de kruisregeling en zijn zekeringen duur. Er zijn nu echter koevoetschakelingen voor overspanningsbeveiliging (OVP) beschikbaar. Dit circuit is in staat om te voldoen aan zowel OPP- als spanningsregelvereisten, wat kan worden bereikt door een koevoetcircuit met gedeeltelijke boog te gebruiken.
R1 en VR1 vormen een actieve voorbelasting op de 12V-uitgang, waardoor 12V-regeling mogelijk is wanneer de 12V-uitgang licht wordt belast. Wanneer de 5V-uitgang overbelast is, zal de spanning op de 5V-uitgang dalen. Dummyloads trekken veel stroom. Een spanningsval over R1 kan worden gebruikt om deze grote stroom te detecteren. Q1 gaat aan en activeert het OPP-circuit.
03 Actieve shuntregelaar en voorbelasting
Flyback is momenteel de meest populaire topologie op het gebied van het schakelen van voedingsproducten van lijnspanning AC naar laagspanning DC. Een belangrijke reden hiervoor is de unieke kosteneffectiviteit van het leveren van meerdere uitgangsspanningen door simpelweg extra wikkelingen toe te voegen aan de secundaire transformator.
Doorgaans is de feedback afkomstig van de uitvoer met de strengste vereisten voor uitvoertolerantie. Deze uitgang definieert vervolgens de windingen per volt voor alle andere secundaire wikkelingen. Vanwege lekkage-inductantie-effecten kunnen de uitgangen niet altijd de gewenste kruisregeling van de uitgangsspanning bereiken, vooral als een bepaalde uitgang onbelast of zeer licht belast kan zijn omdat de andere uitgangen volledig belast zijn.
Om te voorkomen dat de spanning aan de uitgang onder dergelijke omstandigheden stijgt, kan een naregelaar of dummyload worden gebruikt. Vanwege de hogere kosten en verminderde efficiëntie van post-regulatoren of dummy-belastingen, zijn ze echter niet aantrekkelijk genoeg geweest, vooral de laatste jaren voor onbelast en/of stand-by ingangsvermogenverbruik in veel consumententoepassingen. Onder de voorwaarde van steeds strengere wettelijke vereisten, begon dit ontwerp te worden verwaarloosd. De actieve shuntregelaar die wordt getoond in figuur 3 lost niet alleen het probleem van de spanningsregeling op, maar minimaliseert ook de impact op kosten en efficiëntie.
De schakeling werkt als volgt: Wanneer beide uitgangen in regeling zijn, stellen weerstandsdeler R14 en R13 transistor Q5 voor, waardoor Q4 en Q1 uitgeschakeld blijven. Onder deze bedrijfsomstandigheden werkt de stroom door Q5 als een kleine voorbelasting op de 5V-uitgang.
Het standaard verschil tussen de 5V output en de 3.3V output is 1.7V. Wanneer de belasting extra stroom van de 3,3V-uitgang nodig heeft zonder een gelijke toename van de belastingsstroom van de 5V-uitgang, zal de uitgangsspanning toenemen in vergelijking met de 3,3V-uitgang. Met een spanningsverschil van meer dan ongeveer 100 mV, zal Q5 voorgespannen zijn, waardoor Q4 en Q1 worden ingeschakeld en er stroom kan lopen van de 5V-uitgang naar de 3,3V-uitgang. Deze stroom zal de spanning op de 5V-uitgang verlagen, waardoor het spanningsverschil tussen de twee uitgangen kleiner wordt.
De hoeveelheid stroom in Q1 wordt bepaald door het verschil in spanning op de twee uitgangen. Daarom kan het circuit beide uitgangen gereguleerd houden, ongeacht hun belasting, zelfs in het slechtste geval waarin de 3,3V-uitgang volledig is belast en de 5V-uitgang onbelast is. Q5 en Q4 in het ontwerp zorgen voor temperatuurcompensatie, aangezien de VBE-temperatuurveranderingen in elke transistor elkaar opheffen. Diodes D8 en D9 zijn niet vereist, maar kunnen worden gebruikt om de vermogensdissipatie in Q1 te verminderen, waardoor er geen koellichaam aan het ontwerp hoeft te worden toegevoegd.
Het circuit reageert alleen op het relatieve verschil tussen de twee spanningen en is grotendeels inactief bij volledige en lichte belasting. Aangezien de shuntregelaar is aangesloten van de 5V-uitgang op de 3,3V-uitgang, kan het circuit de actieve dissipatie met 66 procent verminderen in vergelijking met een geaarde shuntregelaar. Het resultaat is een hoog rendement bij volledige belasting en een laag stroomverbruik van lichte belasting tot geen belasting.
04 Hoogspanningsingang schakelende voeding met behulp van StackFET
Industriële apparatuur die op driefasige wisselstroom werkt, heeft vaak een hulpvermogenstrap nodig die gereguleerde laagspanningsgelijkstroom kan leveren voor analoge en digitale circuits. Voorbeelden van dergelijke toepassingen zijn industriële aandrijvingen, UPS-systemen en energiemeters.
De specificaties voor dit type voeding zijn veel strakker dan die voor standaard kant-en-klare schakelaars. Niet alleen zijn de ingangsspanningen hoger in deze toepassingen, maar apparatuur die is ontworpen voor driefasige toepassingen in industriële omgevingen moet ook zeer grote fluctuaties kunnen verdragen, waaronder lange diptijden, stroompieken en het incidentele verlies van een of meer fasen. Ook kan het gespecificeerde ingangsspanningsbereik voor deze hulpvoedingen zo breed zijn als 57 VAC tot 580 VAC.
Het ontwerpen van zo'n schakelende voeding met een groot bereik kan een uitdaging zijn, voornamelijk vanwege de hoge kosten van hoogspannings-MOSFET's en de beperking van het dynamische bereik van traditionele PWM-regellussen. StackFET-technologie maakt de combinatie mogelijk van goedkope 600V-geclassificeerde laagspannings-MOSFET's en geïntegreerde voedingscontrollers van Power Integrations, waardoor een eenvoudig en goedkoop ontwerp van schakelende voedingen mogelijk is die over een breed ingangsspanningsbereik kunnen werken.
De schakeling werkt als volgt: De stroom aan de ingang van de schakeling kan afkomstig zijn van een driefasig driedraads- of vierdraadssysteem, of zelfs van een enkelfasig systeem. De driefasige gelijkrichter bestaat uit diodes D1-D8. Weerstanden R1-R4 bieden inschakelstroombegrenzing. Indien smeltbare weerstanden worden gebruikt, kunnen deze weerstanden tijdens een storing veilig worden losgekoppeld zonder dat een aparte zekering nodig is. Het pi-filter bestaat uit C5, C6, C7, C8 en L1 om de gelijkgerichte gelijkspanning te filteren.
Weerstanden R13 en R15 worden gebruikt om de spanning tussen de ingangsfiltercondensatoren in evenwicht te brengen. Wanneer de MOSFET in de geïntegreerde schakelaar (U1) wordt ingeschakeld, wordt de bron van Q1 laag getrokken, leveren R6, R7 en R8 poortstroom en schakelt de junctiecapaciteit van VR1 naar VR3 Q1 in. Zenerdiode VR4 wordt gebruikt om de gate-source-spanning die wordt toegepast op Q1 te beperken. Als de MOSFET in U1 uit staat, wordt de maximale afvoerspanning van U1 begrensd door een 450 V klemnetwerk bestaande uit VR1, VR2 en VR3. Dit beperkt de afvoerspanning van U1 tot ongeveer 450 V.
Elke extra spanning aan het einde van de wikkeling die op Q1 is aangesloten, wordt op Q1 toegepast. Dit ontwerp verdeelt op efficiënte wijze de totale gelijkgerichte DC-ingangsspanning en terugslagspanning tussen Q1 en U1. Weerstand R9 wordt gebruikt om hoogfrequente oscillaties tijdens het schakelen te beperken, en klemnetwerk VR5, D9 en R10 wordt gebruikt om de piekspanning op de primaire te beperken als gevolg van lekinductantie tijdens het terugslaginterval.
Uitgangsgelijkrichting wordt verzorgd door D1. C2 is het uitgangsfilter. L2 en C3 vormen een secundair filter om de schakelrimpel aan de uitgang te verminderen.
VR6 wordt ingeschakeld wanneer de uitgangsspanning de totale spanningsval over de optocouplerdiode en VR6 overschrijdt. Een verandering in uitgangsspanning veroorzaakt een verandering in de stroom door de optocouplerdiode in U2, die op zijn beurt de stroom door de transistor in U2B verandert. Wanneer deze stroom de FB-pindrempelstroom van U1 overschrijdt, wordt de volgende cyclus geblokkeerd. Uitgangsregeling kan worden bereikt door het aantal in- en uitschakelcycli te regelen. Zodra een schakelcyclus is ingeschakeld, eindigt de cyclus wanneer de stroom stijgt tot de interne stroomlimiet van U1. R11 wordt gebruikt om de stroom door de optocoupler te beperken tijdens transiënte belastingen en om de versterking van de feedbacklus aan te passen. Weerstand R12 wordt gebruikt om zenerdiode VR6 voor te spannen.
IC U1 (LNK 304) heeft ingebouwde functies zodat de schakeling beveiligd is tegen terugkoppelingssignaalverlies, kortsluiting aan de uitgang en overbelasting. Aangezien U1 rechtstreeks wordt gevoed vanaf de DRAIN-pin, is er geen extra voorspanningswikkeling op de transformator vereist. C4 wordt gebruikt voor interne ontkoppeling van de voeding.
05 Een goede selectie van gelijkrichterdiodes kan de kosten van EMI-filtercircuits in AC/DC-converters vereenvoudigen en verlagen
Dit circuit kan de kosten van EMI-filtercircuits in AC/DC-converters vereenvoudigen en verlagen. Om een AC/DC-voeding EMI-compatibel te maken, is het gebruik van een groot aantal EMI-filtercomponenten nodig, zoals X- en Y-condensatoren. Standaard ingangscircuits voor AC/DC-voedingen bevatten een bruggelijkrichter om de ingangsspanning te corrigeren (meestal 50-60 Hz). Aangezien dit een laagfrequente AC-ingangsspanning is, kunnen standaarddiodes zoals de 1N400X-serie diodes worden gebruikt, ook omdat deze het goedkoopst zijn.
Deze filterapparaten worden gebruikt om de door de voeding gegenereerde EMI te verminderen om te voldoen aan de gepubliceerde EMI-limieten. Aangezien de metingen die worden gebruikt om EMI vast te leggen echter pas worden gestart bij 150 kHz en de netspanningsfrequentie slechts 50 of 60 Hz is, is de omgekeerde hersteltijd van standaarddiodes (zie afbeelding 5-1) die worden gebruikt in bruggelijkrichters relatief langzaam. lang en meestal niet direct gerelateerd aan het genereren van EMI.
In het verleden bevatten ingangsfiltercircuits echter soms condensatoren parallel aan de bruggelijkrichter om hoogfrequente golfvormen te onderdrukken die werden veroorzaakt door gelijkrichting van de laagfrequente ingangsspanning.
Deze condensatoren zijn niet nodig als snelhersteldiodes worden gebruikt in de bruggelijkrichter. Wanneer de spanning over deze diodes begint om te keren, herstellen ze zich zeer snel (zie afbeelding 5-2). Dit vermindert de inductieve excitatie van strooilijnen in de AC-ingangslijn door daaropvolgende hoogfrequente uitschakelsnaps en EMI te verminderen. Aangezien 2 diodes elke halve cyclus kunnen geleiden, hoeven slechts 2 van de 4 diodes van het snelle hersteltype te zijn. Evenzo hoeft slechts één van de twee diodes die elke halve cyclus uitvoeren een snelle herstelkarakteristiek te hebben.
De golfvormen van de ingangsspanning en stroom tonen de diodesnap aan het einde van het omgekeerde herstel.
06 Gebruik Soft-Start om goedkope uitgangen uit te schakelen om stroompieken te beperken
Om te voldoen aan strenge specificaties voor stand-byvoeding, zijn sommige voedingen met meerdere uitgangen ontworpen om de uitgang los te koppelen wanneer het stand-bysignaal actief is.
Meestal wordt dit bereikt door een bipolaire serie bypass-transistor (BJT) of MOSFET uit te schakelen. Voor lage stroomuitgangen kunnen BJT's een geschikt en goedkoper alternatief zijn voor MOSFET's als de vermogenstransformator is ontworpen met de extra spanningsval over de transistors in gedachten.
